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| 本文作者： 矽說 | 2016-12-24 09:27 |
雷鋒網(wǎng)按：本文作者唐良曉，北京大學博士生，UCLA訪問學者，矽說（微信號：silicon_talks）主筆。
在《為什么最近Wireline SerDes這么火》中，我們從應(yīng)用背景的角度介紹Wireline SerDes。今天我們主要給大家介紹一下wireline SerDes的關(guān)鍵技術(shù)之一：均衡技術(shù)。
目前有線高速數(shù)據(jù)傳輸（從數(shù)據(jù)中心到USB3.0）幾乎或多或少都會用到以下介紹的均衡技術(shù)之一。
在介紹均衡之前，我們首先來了解一下Wireline Serdes系統(tǒng)。Serdes系統(tǒng)通常包含發(fā)送機（Transmitter，TX）、接收機（Receiver，RX）和傳輸通道（channel）三個部分。其中，發(fā)送機負責將并行的多路信號串化為單路信號，并將信號送入傳輸通道。接收機則負責接收串行信號，并將其解串化為多路信號。
圖 1 常見的SerDes系統(tǒng)
如果傳輸通道是理想無損的傳輸線，那么發(fā)送機發(fā)送的信號就會完好無損的出現(xiàn)在接收端；接收機自然可以非常容易地恢復信號。然而，現(xiàn)實是由于傳輸通道存在趨膚效應(yīng)和介質(zhì)本身的損耗，傳輸通道往往表現(xiàn)出低通的特性。趨膚效應(yīng)導致的損耗與信號頻率的平方根成正比，而介質(zhì)自身損耗與頻率成正比。因此在頻率較低時，通道的損耗主要由趨膚效應(yīng)決定；而對于傳輸高頻信號的通道，通常介質(zhì)的損耗起主導作用。
圖 2 PCB走線損耗與頻率的關(guān)系
這里有一點需要說明的是，真正影響信號可靠傳輸?shù)牟皇撬p本身，而是信道的衰減隨頻率變化。高低頻信號的衰減差最終會導致碼間干擾（Inter-Symbol Interference，ISI）。字面理解，碼間干擾就是不同碼元相互干擾。比如說，A時刻傳輸?shù)摹?”信號疊加到了B時刻傳輸?shù)摹?”信號上，使B時刻的信號幅度從0變?yōu)?.2。為什么高低頻信號的衰減差就會導致碼間干擾呢？因為信號高頻分量的損失會使得信號邊沿變緩，從而導致信號展寬。展寬后的信號可能會跨越多個單位時間間隔（1UI），就會出現(xiàn)上文提到的A時刻的信號疊加到B時刻上。信道的衰減越大，信號的展寬就越嚴重，疊加到其他時刻的信號上的比例也會越大。換句話說，SerDes系統(tǒng)需要真正解決并不是信號的衰減，而是高低頻信號的衰減差。
圖 3 信道衰減導致沖激響應(yīng)展寬
通常我們會用眼圖（eye diagram）來表征接收到信號的質(zhì)量。眼圖是將信號按單位時間間隔截取并疊加到一起得到波形圖，形狀類似與眼睛。只有當信號的眼圖張開時，判決得到的信號才是無誤碼的。比如對于時鐘信號（近似只含有一個頻率分量）而言，在不考慮反射和噪聲等情況下，即使經(jīng)歷了很大的衰減，其眼圖仍然是張開的。接收端只需要放大信號，而不需要提供任何均衡補償。但是對于一般的隨機數(shù)據(jù)信號，其頻譜分量非常豐富，包含從低頻到高頻的各種分量，因此如果高低頻衰減差比較大，眼圖就會閉合導致在接受端產(chǎn)生誤碼。
圖 4 閉合的眼圖和睜開的眼圖
除了走線的導致的信號衰減外，另一個問題是芯片的封裝以及PCB板的過孔（Via）將會引入阻抗非連續(xù)性，最終導致信號的反射和諧振。在信道中來回反射的信號將會疊加到接收端，也會形成碼間干擾；而諧振則會將特定頻率的信號濾除，在諧振頻率處形成巨大的插入損耗。這一點體現(xiàn)在頻率響應(yīng)上，就是頻率響應(yīng)在諧振頻率的深度凹陷。
圖 5 (a)PCB的過孔引入的stub；以及(b)有/無stub的傳輸線的衰減變化 [Elad Alon, UC Berkeley]
信道的非理想性使信號產(chǎn)生碼間干擾，導致信號的眼圖閉合。而均衡就是在發(fā)送端或接收端補償信道的非理想性，消除碼間干擾，從而使接收端的眼圖重新張開。從頻域上理解，均衡是通過高通濾波器補償信道的低通特性；從時域上理解，均衡是對脈沖響應(yīng)信號（pulse response）重新塑形，把其能量限制在一個時間間隔（1UI）之內(nèi)，從而避免碼間干擾。
圖 6 均衡示意圖 [Sam Palermo, TAMU]
常見收發(fā)器的均衡系統(tǒng)通常由發(fā)送端的前饋均衡（Feed Forward Equalizer，F(xiàn)FE），接收端的連續(xù)時間線性均衡（Continuous Time Linear Equalizer，CTLE）和判決反饋均衡（Decision Feedback Equalizer，DFE）組成。
圖 7 常見收發(fā)器架構(gòu)框圖
1.前饋均衡（Feed Forward Equalizer，F(xiàn)FE）
FFE是SerDes系統(tǒng)中最常用的均衡技術(shù)。為了緩解接收端均衡的壓力，通常SerDes的發(fā)送端會使用FFE技術(shù)對信號進行預均衡。FFE通常是通過有限沖激響應(yīng)濾波器實現(xiàn)的，即將延時的信號按不同的權(quán)重（w-1，w0，…，wn）相加。控制權(quán)重的大小即可調(diào)整均衡強度。FFE的實質(zhì)是使用數(shù)字線性高通濾波器提高信號的高頻分量，實現(xiàn)信道的補償。
圖 8 FFE 示意圖
還有一種更加通俗的理解。信道對信號的損耗主要出現(xiàn)在從0到1或從1到0跳轉(zhuǎn)過程。而當傳輸?shù)男盘柺且淮?或一串0時，信號經(jīng)歷的衰減較小。因此，采用FFE技術(shù)的發(fā)送器就是在信號發(fā)生跳轉(zhuǎn)時發(fā)送更多的能量，從而補償跳轉(zhuǎn)時的衰減。這種解釋不一定準確，但可以幫助大家更容易理解FFE技術(shù)。
FFE實現(xiàn)方式簡單，因此廣泛地被應(yīng)用于SerDes系統(tǒng)中。然而對于發(fā)送機而言，其輸出最大擺幅往往受限于電源電壓，因此無法無限增大。這就導致信號的實際擺幅隨著FFE均衡強度地提高而減小。因此，在實際設(shè)計中，F(xiàn)FE的均衡強度通常小于10dB，從而保證信號的實際擺幅。
2.連續(xù)時間線性均衡（Continuous Time Linear Equalizer，CTLE）
CTLE技術(shù)的工作原理是直接通過線性模擬高通濾波器擬合信道的衰減，實現(xiàn)信道的補償。信道的頻率響應(yīng)可以看做是一個低通濾波器。因此將信道和一個高通濾波器串聯(lián)就能得到一個全通的濾波器。當然，在實際的模擬電路中并不存在高通濾波器，但是只要保證我們關(guān)心的帶寬內(nèi)呈現(xiàn)高通的特性就能滿足均衡的要求。
圖 9 CTLE電路與傳輸函數(shù) [JSSC 2007]
需要說明的是，CTLE電路并不是放大高頻信號，而是通過減小低頻信號的方式補償高低頻的衰減差。因此，通常CTLE電路會與放大器配合使用。而CTLE最為人詬病的缺點是其在放大高頻信號的同時也會放大高頻噪聲，因此會降低信噪比。此外，高頻的CTLE電路需要保證非常大的帶寬（通常稍大于信號的奈奎斯特頻率），因此需要非常大的靜態(tài)電流；同時，需要電感進行擴頻，改善其頻率響應(yīng)。因此，CTLE往往伴隨著巨大的面積和功耗開銷。
3.判決反饋均衡（Decision Feedback Equalizer，DFE）
判決反饋均衡，顧名思義，就是將判決后的信號反饋到輸入信號上。與FFE類似，DFE也是通過數(shù)字高頻濾波器實現(xiàn)的。各個支路的權(quán)重則決定了均衡的強度。但與FFE不同的是，DFE是一種非線性均衡技術(shù)：判決后的信號為數(shù)字信號，而不是原輸入信號經(jīng)過延時得到的。因此，DFE可以只放大高頻信號，而不放大高頻噪聲。
圖 10 DFE電路的工作原理 [JSSCC 2009]
從時域上理解，DFE技術(shù)其實是在將信號的脈沖響應(yīng)重新塑形。信道的低通特性使信號展寬，形成了長長的拖尾。前一個信號的拖尾既是對下一個信號碼間干擾。而DFE是通過反饋消去信號的拖尾，將信號重新限制在一個時間間隔內(nèi)（1UI）。
然而DFE的缺點也十分明顯。因為其原理依賴于反饋環(huán)路，因此要求信號經(jīng)過判決器和反饋網(wǎng)絡(luò)的環(huán)路延時小于一個單位時間間隔（1UI）。只有滿足這樣的條件，反饋回來的信號才能消去相鄰點上的碼間干擾。因此，對于超高速SerDes而言，設(shè)計DFE是一件非常具有挑戰(zhàn)性的事情。
本文介紹了wireline高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)木饧夹g(shù)，該技術(shù)目前已經(jīng)廣泛地用在各大高速有線數(shù)據(jù)傳輸中。下一期文章我們計劃介紹一些前沿性的wireline技術(shù)，敬請期待。
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